下一代机载L波段MIMO-SAR成像模式 留言

概述

对高分辨率合成孔径雷达(SAR)产品日益增长的需求成为使用多个发射和多个接收通道(也称为多输入多输出MIMO)SAR开发的驱动因素之一。这种新型传感器使得成像技术能够提高测量能力，并使它们与传统的SAR系统区别开来[1][2]。

一种这样的有利技术是同时全极化SAR成像，其允许增加测量条带或减小脉冲重复频率(PRF)而不降低方位分辨率[3]。为此，雷达必须发送一对波形，这对波形对于任意时移是正交的。

在[4]中非常详细地表明，对于SAR成像，通常不存在覆盖相同频带的信号的波形正交性。这是由于信号返回的时间扩散，因为它们反映在地面上通常较大的条带上。在这种情况下，接收信号的回波窗口比脉冲持续时间本身长得多。

当利用经典信号编码和相关技术时，其他波形的干扰能量被扩散，但仍然完全存在。为了确保SAR中的信号正交性，在[5]中首次提出使用类似啁啾的伪正交信号，其仅在有限的时间帧内提供正交性。在此时间范围之外，接收端的时变数字波束成形(DBF)用作抑制所有不需要信号的空间滤波器。

当将上述MIMO方法应用于极化测量时，可以在单个脉冲重复间隔(PRI)[3]内获得散射矩阵(HH，HV，VH，W)的所有四个参数。在该方法中，同时发送类似线性调频的伪正交水平和垂直极化信号，而在每个极化处的多信道接收器获取并数字化从地面反射的信号。

在数字化之后，时间和频率变化数字波束成形(DBF)被应用于多通道数据，在每个极化处，允许分离散射矩阵的四个极化分量。这种波形分离方法在下文中将称为正交波形波束形成(OWB)技术，因为通道的正交性通过波形的特殊结构与DBF[4]结合来实现。

OWB技术首先使用具有点状目标的基于地面的MIMO-SAR演示器进行验证[6]，然后在具有扩展目标的真实成像模式中进行验证[7]。下一步，该技术将通过美国宇航局戈达德太空飞行中心的机载雷达传感器DBSAR-2进行验证[8]。该雷达的工作频率为1.26GHz(L波段)，信号带宽为50 MHz雷达采用MIMO架构，8个有源子阵，发射时可编程任意波形，接收时为DBF。

雷达天线元件之间的间距为10.0厘米，使得能够在大约一个±45°范围内的跨轨道方向上进行波束控制。

正交波形波束形成(OWB)技术

与点目标雷达应用相比，同时发射的水平和垂直极化之间的SAR波形正交性不仅需要单个时间实例，而且还需要由于雷达回波的大时间扩展而在信号之间的任意移位。原因在于在匹配滤波器的输出处存在同时发送的正交波形，这降低了SAR图像的质量。在脉冲压缩之后，这些干扰随时间扩展，但仍然存在于SAR信号中。

因此，传统的正交波形，编码和后处理技术将不能正确地用于精确的SAR成像。从SAR波形中去除不需要的能量的有效方法是使用具有良好定义的相关特性的类似线性调频的发射信号，并结合接收上的空间滤波。

适用于OWB技术的波形的一个例子是分段移位啁啾(SSC)波形[5]。这些伪正交波形是啁啾的移位版本，其保持相同的调制速率但需要不同的子脉冲持续时间和带宽。在接收时，子脉冲可以组合成全带宽B和全脉冲持续时间的单个信号。图1中示出了伪正交波形的示例，其中针对两个发送信道在时域和时频域中绘制了啁啾和SSC信号。

图1 OWB技术中采用的分段移位啁啾(SSC)波形在指定时间范围内提供返回信号的正交性。

图2(a)显示了SSC波形的信号频谱。可以清楚地看到信号频谱中心的跳跃不连续性。它是波形开始和结束时的时域相位跳变的结果。反过来，这将导致范围压缩后的扭曲脉冲响应，因为不能再应用经典的逐渐变细。

因此，作者建议在SSC发射(Tx)波形中引入恒定的相位偏移。如果波形在波形的开始和结束处设计为零相位，则可以避免频谱内的不连续(参见图2(b))。

图2(a)第二个SSC波形的信号频谱内的跳跃不连续性。(b)具有恒定相位偏移的第二个SSC波形，以避免跳变不连续。

如图1所示，两个波形在时间帧0到τp/2和τp/2到τp中是正交的。在这些时间帧内，信号相关性为零。然而，当在整个时间帧0到τp上执行信号相关时，SSC波形将相关。因此，需要同时形成多个接收天线窄波束，每个波束遵循一段SSC波形，这有效地实现了空间滤波。

然而，因为在每个时刻至少两个段具有相同的频率内容，所以仍然不能提供DBF的唯一分离，并且需要额外的带通滤波。因此，在带通滤波之后，接收信号在段中被波束形成并且以在每个发送的极化处生成两个原始数据流的方式组合。因此，通过有效地实现频率和时变天线波束来实现改进的分离(参见图3)。

图3正交波形波束形成技术的后处理方案。在下变换和数字化之后，回波信号通过一组带通滤波器和两组时变DBF权重。出于说明目的，仅显示单个接收通道。

对于机载MIMO-SAR，除了DBF之外，还可以对接收的原始数据应用短时傅里叶变换以分离信道。与使用的FIR滤波器方法相比，这将导致更少的计算复杂度。然而，对于MIMO技术的初始实现，这个详细的想法需要更详细的分析，这对于未来的论文是可预见的。

在DBSAR-2中实施OWB模式

考虑到DBSAR-2雷达系统的功能[8]，我们仔细选择了几何关系(飞机的高度和条带的位置)和脉冲持续时间，以确保最佳地抑制干扰波形。在发射时，具有15μs的总脉冲持续时间和50MHz的带宽的两个伪正交波形用于水平极化和垂直极化。

在每个极化处以恒定的转向权重产生发射波形，以形成28.5°视角的Tx光束，照射相对于最低点20°… 37°之间的条带。为了保证通过DBF实现最佳波形抑制，必须相对于飞机高度，天线半功率波束宽度和脉冲持续时间减小扫描宽度。在3.0千米的飞机高度，这导致宽度为529米。事实上，这是用于MIMO-SAR成像的相对狭窄的扫描带，但足以证明OWB技术在未来在星载系统中的实施的能力和益处。

图4 第一个和第四个带通滤波器后接收信号的到达角(AoA)。红色线条表示条带的位置。

接收后，采集和数字基带下变频所有接收信道原始数据后，信号通过一组六个数字带通滤波器(图3)。它们以有限脉冲响应(FIR)滤波器的形式实现。滤波级将全信号带宽分成6个相等大小的子带，相当于总脉冲持续时间的合成窄化。

如图4所示，图4显示了第一个和第四个输出端的接收信号过滤。蓝色和绿色条纹分别对应于第一和第二Tx波形的回波。水平红线表示条带的角位置。在该图的两个图中可以看出，带通波形Tx1和Tx2的回波总是由τp/2=7.5us分开。在滤波之后，时变接收天线波束被设计为通过线性约束最小方差(LCMV)DBF [9]来跟踪子带在其上行进的同时使得来自其他波形的干扰最小化。

对所有六个带通滤波器重复此操作，并分别对两个Tx波形实施，产生12个时变集DBF权重。图5中绘制了这种接收模式的示例。被照亮的条带由20到37之间的灰色条表示。红色条表示来自飞机另一侧的回波的到达角，因为天线指向最低点。可以看出，在到达31.30us时的带通滤波器NO.4之后的模式，在第一波形(蓝色)的到达角(AoA)处具有最大增益，而在空增益第二个波形(绿色)。

图5在3130时刻的带通滤波器No.4的DBF之后的天线模式。保留第一个Tx波形的回波，同时抑制第二个Tx波形的回波。

通过模拟评估了使用DBSAR-2实现的OWB技术的性能。该技术性能的一个关键方面是高度抑制来自同时发射的伪正交波形以及来自飞机另一侧的回波的不需要的能量贡献。此外，需要充分抑制强天底返回以避免接收器饱和。

因此，对于每个时刻的六个带通滤波器中的每一个，计算接收时的各个能量贡献。4号子带的结果如图6所示，其中来自不同不需要的能量贡献的能量水平显示为到达时间(TOA)的函数。

图6绿色曲线表示时变DBF后第二个Tx波形的无用能量贡献。橙色和红色的曲线显示了飞机另一侧的能量。

如图6所示，信号能量存在于TOAs28.8us至35.0us之间。对于其他TOAs，在该子带中没有预期的信号回波，因此信号输出可以数字地设置为零。很明显，几乎在所有TOAs中，第二波形被抑制34dB或更多。由于该值是天线的交叉耦合(35dB)的顺序，因此模拟结果表明有足够的抑制。值得注意的是，能量水平在30.0μs和30.8μs之间跳跃是由于需要抑制最低点回波。

在该时间间隔中，来自第一Tx信号的最低点方向存在强烈的不需要的回声。通过LCMV波束形成器在天线方向图中自适应地放置零点来抑制该回声。由于该零位的放置，天线图案稍微变形并且导致上述能量跳跃。在假设均匀场景的模拟中，来自飞机另一侧的回波信号被充分抑制。

在最近的研究中，作者发现通过[10]中提出的旁瓣约束DBF技术可以实现更好的波形抑制。这种方法不是使用LCMV波束形成器，而是使用自适应策略来达到合成模式的旁瓣的某个阈值。这样可以控制完整的天线方向图，同时避免图6中的30.0us和30.8us之间的能量跳跃。通过旁瓣约束DBF技术获得的结果将在下一步的论文中呈现。

总结与展望

正交波形波束形成技术是一种用于未来星载任务的有前景的技术，因为它允许在较大的条带上进行全极化SAR测量，而不会降低方位角分辨率，或者将数据速率降低两倍。该技术利用信号的正交性质，以便同时发送和接收两个极化。极化之间的正交性通过使用SSC波形结合时间DBF的高程来实现。

为DBSAR-2传感器指定了正交波形波束成形成像模式。使用DBSAR-2参数的性能模拟显示在整个扫描带上对信号正交分量的充分抑制。该技术很快将在消声室中与DBSAR-2进行测试，之后将在飞行活动中进行测试。结果将成为未来太空任务中实施该技术的又一里程碑。

这项工作是美国国家航空航天局(NASA)与德国航空航天中心(DLR)关于数字波束成形合成孔径雷达(CoSAR)协同努力的一部分。

参考文献

[1] J.-H. Kim”Spaceborne MIMO Synthetic Aperture Radar for Multimodal Operation “, IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, vol. 53, no. 5, pp. 2453-2466, May 2015.

[2] K. B. Stewart “Waveform-Diverse Multiple-Input Multiple-Output Radar Imaging Measurements “, Dissertation, Ohio State University, 2016.

[3] G. Krieger “Advanced Synthetic Aperture Radar Based on Digital Beamforming and Waveform Diversity “, Proceedings IEEE Radar Conference, pp. 1-6, May 2008.

[4] G. Krieger “MIMO-SAR: Opportunities and Pitfalls “, IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, vol. 52, no. 5, pp. 2628-2645, May 2014.

[5] G. Krieger “Digital Beamforming and MIMO SAR: Review and New Concepts “, Proceedings 9th European Conference on Synthetic Aperture Radar, EUSAR, pp. 11-14, April 2012.

[6] T. Rommel,”An orthogonal waveform for fully polarimetric MIMO-SAR “, Proceedings IEEE Radar Conference, pp. 887-891, May 2014.

[7] T. Rommel, “Demonstration of simultaneous quad-polarization SAR imaging for extended targets in MIMO-SAR “, Proceedings German Microwave Conference (GeMiC), pp. 381-384, 2016.

[8] R. Rincon, “Development of NASA’S Next Generation L-Band Digital Beamforming Synthetic Aperture Radar (DBSAR-2) “, Proceedings 11th European Conference on Synthetic Aperture Radar (EUSAR), pp. 1-4, 6-9 June 2016.

[9] H. L. Van Trees,”Optimum Array Processing “, ISBN: 978-0471463832: John Wiley & Sons, 2004
[10] F. Q. de Almeida, “Multichannel Staggered SAR: System Concepts with Reflector and Planar Antennas “, IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, accepted for publication, 2018.

原文始发于微信公众号（雷达通信电子战）