无隔离宽带等功分器
采用野蛮优化和HFSS仿真能显著缩短样品开发周期。
假设需要用PCB做一个2~18GHz的无隔离宽带等功分器,如何开始?
我们知道这种无隔离宽带等功分器包含两部分:
- 无隔离的等功分的T形节——
- 两个100欧→50欧多节宽带阻抗变换器——
如下图所示:
第一步选板材。根据经验,选射频微波专用板材较合适,RO4350B材料较常用。介质厚度与微带线线宽相关,ADS自带的LineCal计算器,可算出20mil介质厚度的50欧微带线线宽43mil,而多节阻抗变换器中出现的92.5欧微带线线宽大概12mil。
∵上图等功分:
∴P2 = P3;
而且通常:
∵Z0 = 50欧,
∵Z2e = Z3e =100欧
这次野蛮优化不去优化微带线阻抗,直接优化微带线线宽。
另外,宽带功分器中心频率10GHz频点的λ/4的线长度L90也当做优化变量;
第二步建模并优化。按前四期文章所算过的8节阻抗变换器来优化,建模如下:
注意各种颜色小框中的参数设置:
- MSUB是微带线层叠结构控件,参数设置有:介质厚H、介质损耗角正切Tan0、相对介电常数Er、铜导电率Cond、铜厚T等等;
- 在端口1增加了一个TL11,是100欧,线宽9.3mil;
- 在端口2也增加了一个TL10,是50欧,线宽WZ0 =43.12mil;
- TL10、TL11均与各自的端口阻抗相等,所以其长度和阻抗都不影响仿真优化的结果。
- 优化目标设置为dB(S(2,2))≤-25dB,各种优化算法都可试试;
- 优化出来的结果显示在VAR控件中的W1~W8;
- 还有L90也是被优化的变量,表示宽带功分器中心频率10GHz频点的λ/4;
多节阻抗变换器优化结果如下:
第三步,搭建无隔离宽带等功分器模型,仿真。
再拷贝一个8节阻抗变换器,加一个T形节构成如下电路的完整模型:
要注意T形节的三个线宽设置的对应关系,一定不能搞错,建议打开T形节的Help文件,仔细观察拓朴结构的定义。
更改各微带线的线宽,除了2*8节阻抗变换器之外,接在三个端口的微带线的线宽都改为WZ0 mil,表示50欧。如上图小蓝框所示。
三个端口阻抗也都改为50欧。如上图小蓝框所示。
总合路端口1的回波损耗仿真结果如下:
基本符合要求,只是高频段稍微超标(如果以20dB为限)。
两个分路端口的等功分比仿真结果如下:
红蓝两条曲线重叠,等功分符合预期。
随着频率提高,分配功率基本按线性衰减,从2GHz的3.1dB线性变化到18GHz的3.6dB。这是由于PCB存在导体损耗和介质损耗的原因。
无隔离不等功分宽带功分器
需要分别计算出Z2e 和Z3e。
假设功率分配比K2 =P3/P2 = 2,按照《015_Splitter之五:无隔离电阻的T形节》中的公式,可以算出:
Z2e= 150欧;
Z3e= 75欧;
于是框图就变化:
那么要就分别优化出两个多节阻抗变换器:
- 150欧→50欧多节宽带阻抗变换器;
- 75欧→50欧多节宽带阻抗变换器;
但要注意,由于阻抗比不同,因此两个多节阻抗变换器优化的参数和指标都会有差异:
- L90的长度(λ/4)不同;
- 回波损耗(优化目标)也不同,显然150欧多节阻抗变换器,如果只用8节,是很难接近26dB回损的。而75欧是很容易优化到30dB以上回损的,甚至还有带宽裕量。《028_多节阶梯阻抗变换器工程设计的公式推导》中给出了节数、阻抗比、带宽、回波损耗(带内纹波)之间复杂的关系:
优化好这两个多节阻抗变换器之后,再在ADS中画出无隔离不等分宽带功分器电路的完整模型:
仿真回波损耗如下:
如果仿真不正确,那就再回头仔细检查。仿真做多了,很多错误能瞬间找出来。
仿真的功率分配比如下:
功率分配比大约为3+/-0.5dB,有纹波。
原文始发于微信公众号(看图说RF):032_Splitter之十一:无隔离宽带功分器