雷达的波形和干扰对噪底的影响 留言

如果干扰信号落入雷达接收器带宽应该检测到并在信号处理中被去除。对于每个制造商来说，应该具有略有不同的波形、时序、带宽、天线方向图和信号处理，这是干扰抑制方面的优势，但也需要雷达对干扰的不同响应。

现今使用的汽车雷达传感器主要有两种不同的波形类型：盲区检测（BSD）雷达一般使用多频键控（MFSK）雷达信号，主要在24 GHz频带内运行；

工作在77 GHz或79GHz频段的雷达经常使用线性调频连续波（LFMCW）信号或线性调频序列（CS）信号，它是LFMCW信号的一个特殊形式。雷达使用LFMCW方式在固定的时间周期内和特定的带宽（fsweep）内发射线性调频信号，这个时间周期称为相干处理间隔（T_CPI），如图2所示。

 

图2 上线性调频（upchirps）和下线性调频（downchirps）LFMCW雷达信号

雷达将接收到的与瞬时发射频率相同的信号进行下变频并测量拍频f_B，它代表与原始发射波形的偏移量，雷达参数、范围（R）和径向速度（vr）都与测得的拍频相关，为了准确地测量目标vr和R，必须进行两个拍频测量（见图2，拍频分别表示为f_B1，f_B2），在多目标情况下，通过两个连续的线性调频测量不同的拍频的方式无法准确测量范围和径向速度参数，但可以通过附加的不同斜率线性调频来解决这个问题。

要实现一定的径向速度分辨率，T_CPI通常位于20 ms的范围内且处理的线性调频脉冲数间隔大于两个， fsweep确定了距离分辨率，一般为100 MHz以上，并且在不久的将来将超过1 GHz，未来可能达到4 GHz甚至5 GHz。

线性调频序列波形由几个很短的LFMCW线性调频序列组成，在T_CPI期间内，每个序列的持续发射时间为T_Chirp（见图3），由于单个线性调频序列非常短，因此拍频主要受信号传播时间和多普勒频移影响，f_D可忽略不计。

图3 线性调频序列

瞬时载波频率经过下变频和对单个线性调频进行傅里叶变换后再进行信号处理，由于高载波频率和高调频拍频的速率主要由探测范围决定，目标距离可在假设径向速度vr = 0m/s时进行计算，径向速度不是在单次调频过程中测量，而是在持续时间为T_CPI的连续调频序列后测量，第二个傅立叶变换接着进行变换，产生多普勒频移，获得多普勒频移后，对目标距离进行校正。

虽然单个T_Chirp通常在10 µs至100 µs的范围内，信号的数量L_N应足够高以使整个处理间隔T_CPI = L_N× T_Chirp可以积累到几十个毫秒，以实现所需的径向速度分辨率。

信号带宽高，接收器带宽相对较小时，之所以可以实现这一点，是因为只需测量雷达设计的最大拍频，给两个示例，表1显示了两种雷达波形在40m范围内测量径向速度为50m/s的目标时测得的拍频。

表1 汽车雷达波形比较

这些计算是根据LFMCW方程，表明测得的拍频在LFMCW雷达设计的100 kHz范围内，但是CS雷达的拍频（几个MHz）要高得多。这导致接收器带宽更高，与使用LFMCW时使用的技术相比可能需要不同的技术。

与LFMCW相比，CS的优势在于无模糊，在单个相干处理间隔内就足以测量和解决观察范围内的所有目标，在LFMCW中，则至少需要三个不同的线性调频信号；在另一方面，在CS波形中，由于多FFT变换导致处理复杂性提高，而且接收器带宽需要根据预期的拍频进行变化，这也是为什么需要干扰消除和缓解技术的原因。

图4描述了存在干扰信号（红色线性调频）时下变频和傅立叶变换的处理过程，干扰线性调频信号与雷达的回波信号一起被下变频，绿色为某一范围内的恒定拍频，这在存在干扰的环境中测量单个目标时会发生，随着干扰信号的引入，除了回波信号，一个与时间有关的拍频（红色曲线）产生，因此，在傅立叶频率域中，频谱没有显示一个拍频率，而是有几个拍频率。

图4 干扰信号的影响

在理想情况中，回波信号的信噪比（绿色条）最大，存在干扰信号时，噪底上升而信噪比下降，具体取决于图中标识为f_LP的接收机带宽，除了降低了检测性，回波信号导致的较低信噪比会导致距离精度降低和多普勒测量精度降低。

接收机的噪底和目标的信噪比取决于硬件、软件和目标的雷达截面积（RCS），工作在77GHz频段的汽车雷达典型噪底水平约为– 90 dBm，一种趋势是将线性调频序列波形与其他方法结合例如频移键控，以减少计算量，但是，目前汽车雷达传感器相关规范中尚无关于干扰源和干扰抑制的通用要求。

原文始发于微信公众号（雷达通信电子战）：射频易商城